離心式高壓泵電氣控制

 

隨著變頻調速技巧的開展，作為大容量傳動的高壓變頻調速技巧得到了普遍運用。產品電壓等級包含3、6、10kV以及油田專用潛油電泵運用的1。6～2。4kV產品，基礎可拖動風機、水泵、收縮機等各類負載。高壓電動機運用高壓變頻器能夠完成無級調速，既可滿意消費工藝歷程對電動機調速控制的請求，又可勤儉動力，下降消費老本。

　　目前，海內外高壓變頻器品種很多，但還沒有造成像高壓變頻器那樣近乎對立的拓撲構造。日本長岡科技大學的A Nabae等人于1980年初次提出三電平逆變器，為高壓大容量電壓型逆變器的研制開拓了一條新思緒。個別構造是由幾個電平臺階分解階梯波以迫近正弦波輸出電壓。這種變換器因為輸出電壓電平數(shù)的增添，使得輸出波形具備更好的諧波頻譜，每個開關器件所蒙受的電壓應力較小，無需均壓電路，開關損耗小，dU÷dT較小，對電機絕緣非常有利。

　　單元串聯(lián)多電平PWM電壓源型變頻器正是基于這一思維，采取若干個高壓PWM變頻功率單元串聯(lián)的方法完成間接高壓輸出。該變頻器對電網諧波凈化小，諧波輸出電流很高，輸出功率因數(shù)高，不用采取輸出諧波濾波器和功率因數(shù)彌補安裝。

 

第一、變頻器的構造及任務原理

　　單元串聯(lián)多電平變頻器采取若干個高壓功率單元串聯(lián)方法完成高壓輸出。以6kV輸出電壓等級變頻器為例，電網電壓經過二次側多重化的隔離變壓器降壓后向功率單元供電，功率單元為三相輸出、單相輸出的交－直－交PWM電源型逆變器構造。將相鄰功率單元的輸出端串接起來，造成Y聯(lián)構造，完成變壓變頻的高壓間接輸出，供給高壓電動機。各功率單元分手由輸出變壓器的一組二次繞組供電，功率單元之間及變壓器二次繞組間互相絕緣。

　　6kV變頻器的輸出變壓器實施多重化設計，以到達下降輸出諧波電流的目標。變壓器副邊有15個二次繞組，采取延邊三角形聯(lián)結，分為5個不同的相位組，互差12°電角度。每相由5個功率單元串聯(lián)而成時，造成30脈波的二極管整流電路構造。所以實踐上29次以下的諧波都能夠清除，輸出電流波形靠近正弦波，總的諧波電散失真率可高于1％。在變壓器二次繞組調配時，組成同一相位組的每三個二次繞組，分手給屬于電動機三相的功率單元供電。這樣，即便在電動機電流涌現(xiàn)不均衡的狀況下，也能保障每個相位組的電流基真雷同，到達幻想的諧波對消后果。

　　每相由5個額外電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成，輸出相電壓最高可達3450V，線電壓可達6kV左右，每個功率單元蒙受全部的輸出電流，但只供給1÷5的相電壓和1÷15的輸出功率。變壓器的15個二次繞組經過熔斷器，分手接到每個功率單元三相二極管整流橋的輸出端，功率單元的構造如圖2所示，功率單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量抉擇了變頻器輸出電壓，功率單元的額外電流抉擇變頻器輸出電流。三相交換電整流后經濾波電容濾波造成直流母線電壓，因為輸出變壓器阻抗設計得較大（個別為8％左右），直流環(huán)節(jié)不用設置高壓變頻器那樣的預充電限流電阻。當功率單元額外電壓為690V時，直流母線電壓為900V左右。逆變器由4個 耐壓為1700V的IGBT模塊組成H橋式單相逆變電路，通過PWM控制，在T1和T2兩端得到變壓變頻的交換輸出，輸出電壓為單相交換0～690V，頻率為0～50Hz（依據(jù)電動機的額外功率，能夠響應調劑，最高可達120Hz）。

　　因為變頻器不是用傳統(tǒng)的器件串聯(lián)的方法來完成高壓輸出，而是采取全部功率單元串聯(lián)，所以不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題。

 

第二、變頻器的SPWM控制技巧

　　逆變器輸出采取多電平移相式PWM技巧，同一相的功率單元，輸出雷同幅值和相位的基波電壓，但串聯(lián)各單元的載波之間互相錯開肯定電角度，完成多電平PWM，疊加以后輸出電壓的等效開關頻率和電平數(shù)大大增添，輸出電壓非常靠近正弦波。關于6kV的變頻器，每相由5個額外電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成，采取5個順次相移為72°的三角載波和參考波對比，發(fā)生PWM控制信號，使逆變器輸出相電壓有11種電平，而對應的線電壓則有21種電平。這種變頻器對電動機沒有特別的請求，可用于普通的高壓電動機，且不用降額運用。

　　每個功率單元脈沖控制都是采取SPWM控制，逆變器的控制脈沖波形，由參考正弦波和三角波對比發(fā)生。實踐上，為了避免同一橋臂高高管子同時導通，必需設定互鎖延時，即存在肯定的逝世區(qū)時光，在逝世區(qū)時光內高高橋臂IGBT均處于截止狀況，輸出電壓由輸出電流的方向抉擇（電流方向抉擇電流流經哪個續(xù)流二極管，從而抉擇輸出電壓極性），嚴厲說來，此時輸出電壓處于不可控狀況。因為單元內PWM的載波頻率很小，逝世區(qū)電壓的誤差占的比重很小，能夠疏忽不計，不用采取像高壓變頻器那樣的逝世區(qū)電壓誤差彌補電路。功率單元與主控體系之間通過光纖進行通訊，以處理強弱電之間的隔離問題和攪擾問題。

　　依據(jù)功率單元構造，每個功率單元的逆變電路存在4種不同的開關組合：VT1和VT4同時導通，T1和T2之間輸出正的直流母線電壓；VT2和VT3同時導通，輸出負的直流母線電壓；VT1和VT3同時導通，或許VT2和VT4同時導通，輸出電壓為0。所以，4種不同的開關狀況，輸出3種不同的電平，分手為＋U、0和－U（U為單元直流母線電壓）。

 

第三、仿真剖析

　　采取Matlab軟件外部所含的Simulink工具箱對6kV電壓等級的變頻器進行了仿真，仿真電路中取M為0。85，三角型載波頻率為600Hz，圖3為6kV電壓等級的變頻器相電壓仿真波形， 為變頻器輸出的線電壓波形諧和波剖析。從圖3、圖4中能夠看出，變頻器每相有0、±U、±2U、±3U、±4U、±5U共11種電平，而對應的線電壓則有21種電平。因為采取多電平技巧，穩(wěn)態(tài)時輸出電壓、電流非?？拷也ǎ偟碾妷褐C波失真為5。38％，大大高于普通的電流源型變頻器和三電平變頻器，改良了輸出波形，下降了輸出諧波。

 

因為采取多電平移相式PWM控制，輸出的諧波頻率重要集中在4。5～7。5kHz規(guī)模內，且都高于5％。關于個別的電動機來說，工頻時阻抗為16％左右，所以關于5kHz的諧波而言，其阻抗約為1600％，所發(fā)生的各次諧波電流均小于0。5％，基礎上不會發(fā)生諧波發(fā)熱、噪聲和轉矩脈動，電動機的轉矩脈動重量極小，因此，諧波引起的電動機發(fā)熱、噪聲和轉矩脈動都將大大下降，能夠不用設置輸出濾波器，運用普通的異步電動機。